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曼联4比3皇马:AD7863是一款高速、低功耗、雙14位模擬-數字轉換器

時間:2019-9-11, 來源:互聯網, 文章類別:元器件知識庫

瓦伦西亚曼联 www.rxlibr.com.cn 一般說明

AD7863是一款高速、低功耗、雙14位模擬-數字轉換器,由一個5伏電源供電。該部分包括兩個5.2μs逐次逼近adc、兩個跟蹤/保持放大器、一個內部2.5v基準和一個高速并行接口。四個模擬輸入分為兩個通道(A和B),由a0輸入選擇。每個通道有兩個輸入(v和v或v和v)可以同時采樣和轉換,從而在兩個模擬輸入端保留信號的相對相位信息。該部件接受±10 V(AD7863-10)、±2.5 V(AD7863-3)和0 V至2.5 V(AD7863-2)的模擬輸入范圍。部件模擬輸入上的過電壓?;ぴ市硎淙氳繆狗直鶇锏健?7 V、±7 V或+7 V,而不會造成損壞。A1A2地下一層地下二層單個轉換開始信號(convst)同時將兩個磁道/保持置于保持狀態,并在兩個通道上啟動轉換。忙碌信號表示轉換結束,此時可讀取兩個通道的轉換結果。轉換后的第一讀取從v或v訪問結果,第二讀取從v或v訪問結果,這取決于復用器選擇(a0)分別是低還是高。通過14位并行數據總線從零件讀取數據A1地下一層A2地下二層有標準的CS和RD信號。除了傳統的直流精度指標如線性度、增益和偏移誤差外,該部分還規定了動態性能參數,包括諧波失真和信噪比。

AD7863采用模擬器件公司的線性兼容CMOS(LCMOS)工藝制造,這是一種混合技術2將精密雙極電路與低功耗CMOS邏輯相結合的工藝??商峁?8鉛SOIC W和SSOP。

產品亮點

1、AD7863具有兩個完整的ADC功能,允許同時對兩個通道進行采樣和轉換。每個adc都有一個雙通道輸入mux。啟動轉換后,兩個通道的轉換結果均為5.2μs。

2、AD7863由一個5伏電源供電,典型耗電量為70兆瓦。自動斷電模式,部件斷電一次

轉換完成并在下一個轉換周期之前喚醒,使AD7863成為電池供電或便攜式應用的理想選擇。

3、該部分提供高速并行接口,便于與微處理器、微控制器和數字信號處理器連接。

4、該部分有三個版本,具有不同的模擬輸入范圍。AD7863-10提供標準工業

輸入范圍為±10 V;AD7863-3提供的公共信號處理輸入范圍為±2.5 V,而AD7863-2可用于單極0 V至2.5 V的應用。

5、該部分的特點是非常緊密的孔徑延遲匹配之間的兩個輸入采樣和保持放大器。

轉換器詳細信息

AD7863是一款高速、低功耗、雙14位模擬-數字轉換器,由一個5伏電源供電。該部分包含兩個5.2μs逐次逼近adc、兩個跟蹤和保持放大器、一個內部2.5v基準和一個高速并行接口。四個模擬輸入分為兩個通道(A和B),由a0輸入選擇。各信道有兩個輸入端(v和v或v和v),可以同時采樣和轉換,從而保留兩個模擬輸入端信號的相對相位信息。該部件接受±10 V(AD7863-10)、±2.5 V(AD7863-3)和0 V至2.5 V(AD7863-2)的模擬輸入范圍。部件模擬輸入上的過電壓?;ぴ市硎淙氳繆狗直鶇锏健?7 V、±7 V或+7 V,而不會造成損壞。AD7863有兩種工作模式,高采樣模式和自動休眠模式,在轉換結束后,部件自動進入休眠狀態。這些模式將在“定時和控制”一節中詳細討論。A1A2地下一層地下二層,在AD7863上通過脈沖轉換器啟動轉換輸入。在convst的下降沿上,片上磁道和保持同時置于保持中,并且在兩個通道上啟動轉換序列。該部件的轉換時鐘是使用激光修剪時鐘振蕩器電路在內部生成的。忙碌信號表示轉換結束,此時可讀取兩個通道的轉換結果。轉換后的第一次讀取從v或v訪問結果,第二次讀取從v或v訪問結果,這取決于在開始轉換之前多路復用器選擇a0分別是低還是高。通過14位從零件讀取數據A1地下一層A2地下二層,帶有標準CS和RD信號的并行數據總線。

在高采樣模式下,AD7863的轉換時間為5.2μs(自動休眠模式為10μs),跟蹤/保持采集時間為0.5μs。為了從部件獲得最佳性能,在轉換期間或在下一次轉換之前的400 ns期間不應進行讀取操作。這允許部件以高達175 kHz的吞吐量運行,并達到數據表規范。

軌道保持段

AD7863上的跟蹤和保持放大器允許ADC將滿標度振幅的輸入正弦波精確轉換為14位精度。磁道和保持的輸入帶寬大于adc的奈奎斯特速率,即使adc以其175 kHz的最大吞吐量速率工作(即,磁道和保持可以處理超過87.5 kHz的輸入頻率)。

跟蹤和保持放大器在小于500ns的時間內獲取14位精度的輸入信號。track和holds的操作對用戶來說基本上是透明的。雙軌和保持放大器同時對各自的輸入通道進行采樣,在康斯特下降的邊緣。軌道和保持的光圈時間(即外部convst信號機與實際進入保持狀態的軌道和保持狀態)在兩條軌道上匹配良好,保持在一個設備上,并且在設備之間匹配良好。這使得不同輸入通道之間的相對相位信息得以準確地保留。它還允許多個ad7863s同時采樣兩個以上的信道。轉換結束時,零件返回其跟蹤模式。跟蹤和保持放大器的采集時間從此時開始。

參考章節

AD7863包含一個標記為V的參考管腳,它提供對零件自身2.5 V參考的訪問?;蛘?,可以將外部2.5 V參考電壓連接到此管腳,從而為零件提供參考電壓源。該部件規定為2.5 V參考電壓。參考源中的錯誤會導致AD7863傳輸函數中的增益錯誤,并添加到部件上指定的滿標度錯誤中。在AD7863-10和AD7863-3上,它還導致在衰減器級注入偏移誤差。裁判

AD7863包含一個芯片內2.5伏參考電壓。要將此基準用作AD7863的基準源,請將兩個0.1μf的盤狀陶瓷電容器從V引腳連接到AgNd。在此引腳出現的電壓在裁判

正在應用于ADC。如果需要在AD7863外部使用該基準,則應對其進行緩沖,因為該部件具有與基準輸出串聯的FET開關,導致該輸出的源阻抗為5.5 kΩ(標稱值)。在25°C時,內部參考的公差為±10 mV,典型溫度系數為25 ppm/℃,最大溫度誤差為±25 mV。

如果應用程序需要具有更嚴格公差的參考或AD7863需要與系統參考一起使用,則用戶可以選擇將外部參考連接到此V引腳。外部參考有效地透支了內部參考,從而為adc提供了參考源?;際淙朐謨τ糜謐畬笫淙氳緦魑?00μA的ADC之前被緩沖。AD7863的合適基準源是AD780精度2.5 V基準。

電路說明

模擬輸入部分

AD7863分為三種類型:AD7863-10(處理±10 V輸入電壓范圍)、AD7863-3(處理±2.5 V輸入電壓范圍)和AD7863-2(處理0 V至2.5 V輸入電壓范圍)。圖5顯示了AD7863-10和AD7863-3的模擬輸入部分。AD7863-10的模擬輸入范圍為±10 V,輸入電阻通常為9 kΩ。AD7863-3的模擬輸入范圍為±2.5 V,輸入電阻通常為3 kΩ。這種輸入是良性的,沒有動態充電電流,因為電阻級之后是軌道保持放大器的高輸入阻抗級。對于AD7863-10,r1=8 kΩ,r2=2 kΩ,r3=2 kΩ。對于AD7863-3,r1=r2=2 kΩ,r3開路。

偏移和滿刻度調整

在大多數數字信號處理(dsp)應用中,偏移量和滿標度誤差對系統性能影響很小或沒有影響。通過交流耦合,可以消除模擬域中的偏移誤差。滿標度誤差效應是線性的,只要輸入信號在adc的全動態范圍內,就不會引起問題。一些應用程序總是要求輸入信號跨越整個模擬輸入動態范圍。在這種應用中,必須將偏移量和滿標度誤差調整為零。

圖6顯示了可用于調整AD7863上的偏移和滿標度誤差的典型電路(AD7863-10版本上顯示的V僅用于示例目的)。當需要調整時,必須在滿標度誤差之前調整偏移誤差。當輸入電壓低于模擬地1/2 LSB時,通過微調驅動AD7863模擬輸入的運算放大器的偏移量來實現。微調程序如下:在圖6中的V電壓下施加-0.61 mV(-1/2 lsb)的電壓,并調整運算放大器偏移電壓,直到ADC輸出代碼在11 1111 1111 1111和00 0000 0000 0000 0000之間閃爍。

增益誤差可以在第一次代碼轉換(ADC負滿標度)或最后一次代碼轉換(ADC正滿標度)時調整。兩種情況下的修整程序如下:

正滿標度調整(-10型)

在V處施加9.9927 V(fs/2–1 lsbs)的電壓。調整R2,直到ADC輸出代碼在01 1111 1111 1110和01 1111 1111 1111之間閃爍。

負滿標度調整(-10型)

在V電壓下施加-9.9976 V(-fs+1 lsb)的電壓。調整R2,直到ADC輸出代碼在10 0000 0000 0000和10 0000 0000 0001之間閃爍。

在使用外部基準的系統中,調整滿標度誤差的另一種方案是調整v管腳處的電壓,直到調整出任何通道的滿標度誤差為止。通道的良好滿標度匹配確保了其他通道的小滿標度誤差。

時間和控制

圖7顯示了從AD7863獲得最佳性能(模式1)所需的時序和控制順序。按照所示順序,在下降沿開始轉換弗斯特的這將同時將磁道和保持置于保持狀態,并且來自該轉換的新數據可在隨后的AD7863 5.2μs的輸出寄存器中獲得。忙碌信號表示轉換結束,此時可讀取兩個通道的轉換結果。然后啟動第二個轉換。如果多路復用器選擇(a0)低,則第一轉換后的第一和第二讀取脈沖訪問來自信道a的結果(分別為v和v)。在第二轉換和a0高之后,第三和第四讀取脈沖從信道b(分別為v和v)訪問結果。a0的狀態可以在A1A2地下一層地下二層convst變高,即跟蹤并保持在保持和500 ns。在convs的下一個下降邊緣之前。注意,在轉換過程中,如果非選擇的通道上施加了負電壓(不在AD7863的輸入范圍內),則不應改變a0,因為這會影響正在進行的轉換。數據通過帶有標準CS和RD信號的14位并行數據總線從部件讀取,即讀取操作由CS引腳上的負向脈沖和在rd管腳上有兩個負向脈沖(當cs較低時),訪問兩個14位結果。一旦進行了讀取操作,在下一次讀取之前,還應允許400 ns。在下一次轉換開始之前,convst的下降沿優化軌道和保持放大器的設置。部件的可實現吞吐量為5.2μs(轉換時間)加上100 ns(讀取時間)加上0.4μs(安靜時間)。這個結果最小吞吐時間為5.7μs(相當于175khz的吞吐率)。

除了前面描述和顯示的讀取操作之外,在圖7中其他cs和rd組合可以導致以不同的組合讀取不同的信道/輸入。適當的組合如圖8、圖9和圖10所示。

工作模式

模式1操作:功率正常,采樣性能高

圖7中的時序圖是為了在工作模式1中獲得最佳性能,其中convst的下降沿開始轉換,并將軌道和保持放大器置于其保持模式。convst的這個下降沿還導致忙碌信號變高,以指示正在進行轉換。轉換完成時,忙音信號變低,在convst下降沿后最大為5.2μs,并且從該轉換得到的新數據可在ad7863的輸出鎖存器中獲得。讀取操作訪問此數據。如果多路復用器選擇a0為低,第一轉換后的第一和第二讀取脈沖訪問來自信道a的結果(分別為v和v)。在第二轉換和a0高之后,第三和第四讀取脈沖訪問來自信道b的結果(分別為v和v)。通過14位從零件讀取數據A1A2地下一層地下二層,帶有標準CS和RD信號的并行數據總線。此數據讀取操作包括CS引腳上的負向脈沖和RD引腳上的兩個負向脈沖(同時CS低),訪問兩個14位結果。為了獲得最快的吞吐量,讀取操作需要100納秒。讀取操作必須在墜落前至少400 ns完成。下一個convst的邊緣,這將為整個吞吐量時間(相當于175 kHz)提供5.7μs的總時間。這種操作模式應用于高采樣應用。

模式2操作

關機,轉換后自動休眠

圖11中的時序圖是為了在工作模式2下獲得最佳性能,在轉換后,一旦忙信號變低,部件自動進入休眠模式,并在下一次轉換發生前喚醒。這是通過在第二次轉換結束時保持convst低,而在模式1操作的第二次轉換結束時保持convst高。

圖11所示的操作顯示了如何從通道A和通道B訪問數據,然后是自動睡眠模式?;箍梢隕柚枚ㄊ?,以便僅從通道A或通道B訪問數據(請參閱“讀取選項”部分),然后進入自動睡眠模式。上升沿康斯特喚醒了這個角色。當使用外部基準時,喚醒時間為4.8μs,當使用內部基準時,喚醒時間為5 ms,此時軌道和保持放大器進入他們的保持模式,只要convst變低了。在此之后,轉換需要5.2μs,從上升沿開始總共10μs(外部參考,5.005ms用于內部參考)從convst到轉換完成,這由busy going low表示。

注意,因為起床時間從上升沿convst為4.8μs,如果convst脈沖寬度大于5.2μs,則轉換時間大于圖11所示的10μs(4.8μs喚醒時間+5.2μs轉換時間)??鄧固厴仙?。這是因為軌道和保持放大器在convst和轉換不能再持續5.2μs。在這種情況下,忙碌是轉換完成的最佳指示器。即使部件處于睡眠模式,也可以從部件讀取數據。

讀取操作與模式1中的操作相同,并且必須在一個轉換允許軌道和保持放大器有足夠的時間來解決。當部件以低速轉換時,此模式非常有用,因為功耗比模式1操作的功耗顯著降低。

動態規格

AD7863規定并測試了動態性能以及積分和微分非線性等傳統直流規范。這些交流規范是信號處理應用(如相控陣聲納、自適應濾波器和頻譜分析)所必需的。這些應用需要有關ADC對輸入信號光譜含量影響的信息。因此,指定ad7863的參數包括snr、諧波失真、互調失真和峰值諧波。這些術語將在以下各節中詳細討論。

信噪比

snr是在adc輸出端測得的信噪比。信號是基波的有效值大小。噪聲是所有非基本信號的均方根和,不包括dc,其最大值為采樣頻率(f/2)的一半;信噪比取決于數字化過程中使用的量化電平的數量;電平越多,量化噪聲越小。正弦波輸入的理論信噪比由S

信噪比=(6.02N+1.76)分貝(1)

其中n是位數。因此,對于理想的14位轉換器,信噪比為86.04db。

圖12顯示了使用5 V電源的AD7863進行8192次直流輸入轉換的直方圖。模擬輸入設置在代碼轉換的中心??梢鑰闖?,這些代碼主要出現在一個輸出箱中,這表明adc具有非常好的噪聲性能。

ADC的輸出頻譜是通過對V輸入施加一個非常低失真的正弦波信號來評估的,V輸入是以175 kHz的采樣率采樣的。生成一個快速傅里葉變換(fft)圖,從中可以獲得信噪比數據。圖13顯示AD7863的典型8192點FFT圖,輸入信號為10 kHz,采樣頻率為175 kHz。從該圖中得到的信噪比為-80.72db。在計算信噪比時應考慮諧波。

有效位數

方程1中給出的公式將信噪比與比特數聯系起來。重寫公式,如在等式2中,可以獲得以有效比特數(n)表示的性能度量。

一個設備的有效位數可以直接從其測量的信噪比計算出來。

圖14顯示了采樣頻率為175 kHz的AD7863-2的有效位數與頻率的典型關系圖。有效比特數通常在13.11到11.05之間,對應于80.68db和68.28db的信噪比數字。

總諧波失真(THD)

總諧波失真(thd)是諧波的均方根和基波的均方根值之比。對于AD7863,THD定義為

哪里:

V1是基波的均方根振幅。

V2,v,v和v是第二次至第五次諧波的均方根振幅。345thd也由adc輸出頻譜的fft圖導出。

互調失真

當輸入由兩個頻率(fa和fb)的正弦波組成時,任何具有非線性的有源器件在mfa±nfb的和頻和差頻處產生畸變產物,其中m,n=0,1,2,3?!サ饗釷侵竚和n都不等于零的互調項。例如,二階項包括(fa+fb)和(fa-fb),三階項包括(2fa+fb),(2fa-fb),(fa+2fb)和(fa-2fb)。

在這種情況下,二階和三階項的意義是不同的。二階項通常在頻率上與原始正弦波相距較遠,而三階項通常在接近輸入頻率的頻率上。因此,二階和三階術語是分開指定的?;サ魘д嫻募撲閌歉輙hd規范進行的,其中它是單個失真產品的rms和與以dbs表示的基波的rms振幅的比值。在這種情況下,輸入由兩個等幅、低失真正弦波組成。圖15顯示了AD7863的典型IMD圖。

峰值諧波或雜散噪聲

諧波或雜散噪聲被定義為adc輸出頻譜中下一個最大分量(不超過f/2,不包括dc)的均方根值與基波的均方根值之比。通常,本規范的值由頻譜中最大的諧波確定,但對于諧波埋入噪聲層的部分,其峰值為噪聲峰值。

直流線性圖

圖16和圖17顯示了AD7863的典型DNL和INL圖。

功率因素

在自動斷電模式下,該部件可在遠低于175 kHz的采樣率下工作。在這種情況下,功耗降低并取決于采樣率。圖18顯示了自動斷電模式下從1赫茲到100千赫的功耗與采樣率的關系圖。條件是在25°C下提供5 V電源。

微處理器接口

AD7863高速總線定時允許直接連接到DSP處理器以及現代16位微處理器。合適的微處理器接口如圖19至圖23所示。

AD7863至ADSP-2100接口,圖19顯示了AD7863和ADSP-2100。convst信號可以由adsp-2100或外部電源提供。當在兩個信道上完成轉換時,ad7863占線向adsp-2100提供中斷。然后,可以使用對同一存儲器地址的兩次連續讀取從ad7863讀取這兩個轉換結果。以下指令讀取兩個結果之一:mr0=dm(模數轉換器)

哪里:MR0是ADSP-2100 MR0寄存器;模數轉換器是AD7863地址。

AD7863至ADSP-2101/ADSP-2102接口

圖19中概述的接口也構成了AD7863和ADSP-2101/ADSP-2102之間接口的基礎。ADSP-2101/ADSP-2102的讀取線標記為rd.in,這個接口,處理器的rd脈沖寬度可以使用數據存儲器等待狀態控制寄存器編程。用于讀取兩個結果之一的指令如adsp-2100所述。

AD7863至TMS32010接口,顯示了AD7863和tms32010之間的接口。在圖20中。再次,convst信號可以從tms32010或外部源提供,并且當兩個轉換完成時,tms32010被中斷。以下指令用于從AD7863讀取轉換結果:在D、ADC中

哪里:D是數據存儲器地址;模數轉換器是AD7863地址。

AD7863至TMS320C25接口

圖21顯示了AD7863和tms320c25之間的接口。與前兩個接口一樣,可以從tms320c25或外部源啟動轉換,并且當轉換序列完成時,處理器被中斷。tms320c25沒有單獨的rd輸出直接驅動ad7863rd輸入。這必須由處理器strb和r/w輸出生成,并添加一些邏輯門。RD信號是或與msc信號選通,以提供正確接口定時所需的讀取周期中的一個等待狀態。使用以下指令從AD7863讀取轉換結果:在D、ADC中

哪里:D是數據存儲器地址;模數轉換器是AD7863地址。

AD7863至MC68000接口

AD7863和MC68000之間的接口如圖22所示。與以前一樣,可以從MC68000或外部源提供轉換。AD7863占線可用于中斷處理器,或者,軟件延遲可確保在嘗試讀取AD7863之前已完成轉換。由于其中斷的性質,MC68000需要額外的邏輯(圖23中沒有顯示)來允許它被正確中斷。

MC68000 AS和R/W輸出用于生成分離AD7863的RD輸入信號。CS用于驅動MC68000數據包輸入,以允許處理器對AD7863執行正常的讀取操作。使用以下MC68000指令讀取轉換結果:移動adc,d0

哪里:D0是68000 d0寄存器;模數轉換器是AD7863地址。

AD7863至80C196接口

圖23顯示了AD7863和80C196微處理器之間的接口。在這里,微處理器啟動轉換。這是通過將80c196wr信號與解碼地址輸出(不同于ad7863 cs地址)選通來實現的。AD7863占線用于在轉換序列完成時中斷微處理器。

矢量馬達控制

電動機的電流可以分成兩部分:一部分產生轉矩,另一部分產生磁通量。為了使電動機達到最佳性能,這兩個部件應該獨立控制。在控制三相電動機的傳統方法中,提供給電動機的電流(或電壓)和驅動器的頻率是基本的控制變量。然而,轉矩和磁通量都是電流(或電壓)和頻率的函數。這種耦合效應會降低電機的性能,因為例如,如果通過增加頻率來增加轉矩,磁通往往會減小。

交流電動機的矢量控制除了驅動和電流頻率外,還包括控制相位??刂頻緇南轡恍枰酉嘍雜詰緇諦懦∥恢玫姆蠢⌒畔?。利用這一信息,矢量控制器數學地將三相驅動電流轉換為單獨的轉矩和磁通分量。AD7863非常適合用于矢量馬達控制應用。

使用AD7863的矢量馬達控制應用程序的框圖如圖24所示。磁場的位置是通過確定電動機每相的電流來確定的。只需要測量兩相電流,因為如果兩相已知,則可以計算第三種電流。AD7863的V和V用于將該信息數字化。A1A2

同時采樣對于保持兩個通道之間的相對相位信息至關重要。馬達和AD7863之間使用電流感應隔離放大器、變壓器或霍爾效應傳感器。轉子信息是通過測量電機兩個輸入端的電壓獲得的。AD7863的V和V用于獲取此信息。這兩個通道的相對相位同樣重要。利用dsp微處理器對ad7863反饋的信息進行數學變換和控制回路計算。地下一層地下二層多個AD7863S。

圖25顯示了一個系統,其中可以配置多個AD7863來處理多個輸入通道。這種配置在聲納和雷達等應用中很常見。AD7863具有典型的孔徑延遲限制。這意味著用戶知道所有通道之間采樣瞬間的差異。微處理器的公共讀取信號驅動所有AD7863的RD輸入。每個AD7863被指定一個由地址解碼器選擇的唯一地址。AD7863 1號的參考輸出用于驅動圖25所示電路中所有其他AD7863的參考輸入。一個V可以用來提供對其他幾個AD7863S的參考?;蛘?,一個外部或系統參考可以用來驅動所有V輸入。一個共同的參考確保所有通道之間良好的全尺寸跟蹤。

應用程序提示:PC板布局注意事項

AD7863經過優化設計,在輻射和傳導噪聲方面均能達到最低的噪聲性能。為了補充AD7863出色的噪聲性能,必須非常注意PC板的布局。圖26顯示了AD7863的推薦連接圖。

地平面

AD7863和相關的模擬電路應具有單獨的接地平面,稱為模擬接地平面(AGND)。該模擬接地平面應包括所有AD7863接地引腳(包括DGND引腳)、電壓參考電路、電源旁路電路、模擬輸入軌跡和任何相關的輸入/緩沖放大器。常規的pcb接地平面(在本討論中稱為dgnd)區域應包含所有數字信號軌跡(不包括接地引腳),直至ad7863。

動力飛機

PC板布局應具有兩個不同的電源平面,一個用于模擬電路,一個用于數字電路。模擬電源平面應包括AD7863(V)和所有相關的模擬電路。如有必要,如圖26所示,該電源平面應通過鐵氧體磁珠在單個點上連接到常規PCB電源平面(V)。此珠(參考零件號:DD科科斯群島Fair Rite 274300111或Murata BL01/02/03)應位于AD7863的三英寸范圍內。

PCB電源平面(V)應為PC板上的所有數字邏輯提供電源,而模擬電源平面(V)應為所有AD7863電源引腳、電壓參考電路和任何輸入放大器(如果需要)提供電源。AD7863的一個合適的低噪聲放大器是AD797,每個輸入一個。確保每個放大器的+V和-V電源分別與AGND斷開??瓶撲谷旱篋DSS,PCB電源(V)和接地(DGND)不應覆蓋模擬電源平面(V)的部分。保持v功率和dgnd平面不覆蓋v有助于減少平面到平面的噪聲耦合。

電源去耦

使用多個去耦電容器可進一步降低模擬電源平面(V)上的噪聲,使用圓盤陶瓷電容器可獲得最佳性能。V和參考管腳(無論是使用外部參考還是內部參考)應單獨與模擬接地平面(AGND)分離。這應該通過將電容器放置在盡可能靠近AD7863引腳的位置,使電容器引線盡可能短,從而使引線電感最小化來實現。




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